《高频电子线路》课程设计选频网络的设计、三点式振荡器的设计.doc

课 程 设 计 任 务 书题 目 高频电子线路课程设计 学院(部) 信息工程学院 专 业 通信工程 班 级 通信二班 学生姓名 学 号 2011.11.28 至 2011.12.9 共 2 周指导教师(签字) 系 主 任(签字) 前言课程设计是电子技术课程的实践性教学环节，是对学生学习电子技术的综合性训练，该训练通过学生独立进行某一课题的设计、安装和调试来完成。通过动脑、动手解决若干个实际问题，巩固和运用在高频电子线路课程中所学的理论知识和实验技能，基本掌握常用电子电路的一般设计方法，提高设计能力和实验技能，为以后从事电子电路设计、研制电子产品打下基础。本文设计了包括选频网络的设计、三点式振荡器的基础设计以及AM高低电平、DBS、SSB调制解调在内的振幅调制与解调电路的设计。选频网络应用非常广泛，可以用作放大器的负载，具有阻抗变换、频率选择和滤波的功能；三点式振荡器用于产生稳定的高频振荡波，在通信领域应用广泛；振幅调制解调都属于频谱的线性搬移电路，是通信系统及其它电子线路的重要部件。在设计过程中查阅了大量相关资料，对所要设计的内容进行了初步系统的了解，并与同学进行了充分的讨论与交流，最终通过独立思考，完成了对题目的设计。实验过程及报告的完成中存在的不足，希望老师给予纠正。应用的主要软件为Multisim11等。 目录摘要.4一 设计目的及任务要求：.41.1设计目的.41.2任务要求.41.3软件简介.4二选频网络设计：.52.1理论基础.52.1电路图及仿真结果分析.6三三点式振荡器设计：.10 3.1理论基础.123.2电路图及仿真结果 . 143.3结果分析.18四：AM调制与解调：. 194.1理论基础194.2电路图及仿真结果214.3结果分析254.4AM高电平解调电路理论基础.264.5AM高电平解调电路电路图及仿真结果.29五：DSB调制与解调：.275.1理论基础.275.2电路图及仿真结果.28七：心得体会：.33高频电子线路课程设计摘要本次课程设计主要任务是完成选频网络的设计、三点式振荡器的设计这两个基础设计以及调幅解调电路的综合设计。其中采用LC并联谐振回路实现谐振频率为1MHz；对三点式振荡器的构造原则和主要类型进行简明扼要地介绍，采用改进型电容三点式振荡电路完成一定振荡频率的振荡器的设计；充分了解了调幅解调的原理并进行详细说明，在此基础上设计幅度调制和解调电路。一设计目的及任务要求：1.1 设计目的：培养较为扎实的电子电路的理论知识及较强的实践能力；加深对电路器件的选型及电路形式的选择的了解；提高高频电子电路的基本设计能力及基本调试能力；强化使用实验仪器进行电路的调试检测能力。1.2 设计内容及任务要求：内容：1.基础设计：(1) 设计一个选频网络(谐振频率 ,通频带 )； (2) 设计一个三点式振荡器（ ）。 2. 综合设计：调幅解调电路的设计(1) 选择合适的调制信号和载波的振幅，频率。(2) 分别利用高电平调制电路、低电平调制电路实现AM调幅；设计包络检波器进行AM调幅的解调，并验证两种失真的条件。(3) 利用低电平调制电路分别实现DSB、SSB调制；利用同步检波方法进行解调。要求：1.明确系统的设计任务要求，合理选择设计方案及参数计算；2.利用Multisim2001进行仿真设计；3.画出相关的电路图、波形图、频率特性图。1.3 软件简介：本次设计将主要使用Multisim11软件进行仿真。Multisim11包含了电路原理图的图形输入、电路硬件描述语言输入方式，具有丰富的仿真分析能力，具有强大的仿真能力，能够快速、高效地对电路进行设计和验证。凭借Multisim，可以立即创建具有完整组件库的电路图，并利用工业标准SPICE模拟器模仿电路行为。1、 基础设计：选频网络设计:1.选频网络理论基础：在无线通信过程中，通信信道数多，所占频段范围较宽, 工作频率也较高。同一通信频段内，存在着许多被传送的无线电信号及噪声，而接收机则只选择出所需要的信号进行放大。因此，接收机中的放大器除了要有足够的增益外, 还应具有选择不同频率的信号的能力，于是便产生了各种各样的选频放大器，但无论是哪一种类型的电路，它们主要由两部分组成: 一部分是其核心器件放大器件。另一部分是用作选择信号的线性选频网络。 A）LC并联谐振选频网络：1. LC并联谐振选频网络的构成：LC并联谐振电路如图(a)所示。其中LC并联谐振电路的损耗用电阻R来代表,主要是电感的电阻损耗。下面分析它的谐振频率 ：当频率低时容抗大，感抗小，并联电路的特性由电感支路决定；当频率高时容抗小，感抗大，并联电路的特性由电容支路决定。所以无论频率低还是高，LC并联电路均呈现低阻抗，其端电压较低，只有处于低频和高频之间的某一个频率，LC并联电路呈现高的阻抗，其端电压会较高。 图(a) 并联谐振电路图2谐振频率： 3谐振阻抗对于谐振频率，LC并联电路的阻抗为：阻抗频率特性及相频特性图： 图9.2.5 并联谐振电路及其谐振曲线谐振时LC并联电路的阻抗呈纯阻性。 B）LC串联谐振选频网络： 图（b） 串联谐振选频网络 图（c）串联谐振电路的阻抗频率特性曲线 无论频率低还是高，LC串联电路均呈现高阻抗，LC串联电路两端的电压较高，只有处于低频和高频之间的某一个频率，LC串联电路会呈现较低的阻抗，其两端的电压会较低， 谐振时的阻抗最小：谐振的角频率为0：串联谐振电路的品质因数： 2.选频网络设计： （1）设计要求： 设计一个选频网络(谐振频率 1MHz ,通频带39.5KHz)；（2）设计方案：高频振荡回路时高频电路中应用最为广泛的无源网络，也是构成高频放大器、振荡器以及各种滤波器的主要部件，在电路中完成阻抗变换、信号选择与 滤波，相频转换和移相等功能，并可直接作为负载使用。从电路的角度看，它总是有电感L和电容C以串联和并联的形式过程回路。 采用并联谐振回路：有电感与电容简单并联而成，当频率不是非常高时，并联谐振回路的应用最广。所以本实验采用并联谐振回路设计谐振频率为1MHz的选频回路，具体设计如下： 电路图如图1.2所示 ： 图1.2 并联谐振回路（1）下图为此时的波形图：可以看出输出波形和输入电流源的波形一致，由于P=1/2,输出波形的电压伏值为输入电压的1/2。输出的波形频谱图如下：可以在大概1M赫兹，达到峰值，然后在两侧很快衰减为零，具有选频特性，且选频性良好。 谐振频率：,设定为1M； 两个电容串联，电容C1=C1=2nF,则C= 1nF，由已知参数得：电感L=1/(w2*C) 25.33uH ;将R折合到回路两端，则电阻为4 ，由公式：，可以算出Q=4*1000/(2*3.14*25.33)=25.13（2）当增大R=1M时，Q值将增大1千倍，同时我们也可以看到输出波形的幅值衰减了5千倍左右，可见谐振时的Q值的增大是以减小它的增益为代价的，图如下（3）当改变电流源的频率为f=100KHz时，从下图可以看出它的幅值有了较大的衰减：b.回路的频率响应：用multisim11仿真如下所示：结果分析：从实验结果图可看出，选频网络能选出谐振频率，对其它频率具有幅值上衰减的作用，当负载电阻变大时，选频性变好，但是增益变小。三点式振荡器设计: 设计要求：设计一个三点式振荡器（ ）。A)理论基础：（一） 反馈型振荡器的基本工作原理：1自激振荡的建立振荡器在电源开关闭合的瞬间，振荡管的各极电流从零跳变到某一数值，这种电流的跳变在集电极LC振荡电路中激起振荡，由于选频网络是由Q值很高的LC并联谐振回路组成的，带宽极窄，因而在回路两端产生正弦波电Uo，该电压通过互感耦合变压器同相正反馈到晶体管的基极回路，这就是最初的激励信号。这种起始振荡信号开始十分微弱，经不断地对它进行放大选频反馈再放大等多次循环，一个与振荡回路固有频率相同的自激振荡便由小到大地增长起来。2反馈型自激振荡器的组成包含两个（或两个以上）储能元件的振荡回路。在这两个元件中，当一个释放能量时，另一个就接收能量。释放与接收能量可以往返进行，其频率决定于元件的数值。可以补充由振荡回路电阻产生损耗的能量来源。在晶体管振荡器中，这种能源就是直流电源VCC。使能量在正确的时间内补充到电路中的控制设备。这是由有源器件（晶体管、集成块等）和正反馈电路完成的。3振荡器的起振条件反馈型正弦波振荡器的起振条件是振幅起振条件 相位起振条件 其中，A为振荡电路工作点处的电压放大倍数，F为振荡电路的反馈系数。4反馈型振荡器的平衡条件所谓平衡条件是指振荡已经建立，为了维持自激振荡必须满足的幅度与相位关系。振荡器的平衡条件为振幅平衡条件 相位平衡条件式中，A表示平均电压放大倍数。5.振荡器平衡状态的稳定条件所谓平衡状态的稳定条件即指在外因作用下，平衡条件被破坏后，振荡器能自动恢复原来平衡状态的能力。振荡平衡条件只能说明振荡能在某一状态平衡，但还不能说明这一平衡状态是否稳定。平衡状态只是建立振荡的必要条件，但还不是充分条件。已建立的振荡能否维持，还必须看平衡状态是否稳定。稳定条件也分为振幅稳定与相位稳定两种。（1）振幅平衡的稳定条件形成稳定平衡点的根本原因是在平衡点附近，放大倍数随振幅的变化特性具有负的斜率，工作于非线性状态的有源器件（晶体管、电子管等）正好具有这一性能，因而它们具有稳定振幅的功能。（2）相位平衡的稳定条件所谓相位平衡的稳定条件，是指相位平衡条件遭到破坏时，线路本身能重新建立起相位平衡点的条件；若能建立，则仍能保持其稳定的振荡。B)振荡器：振荡器是一种能自动地将直流电源能量转换为一定波形的交变振荡信号能量的转换电路，本次课程设计主要研究的是LC三点式振荡器，所用的最基本原理如下：三点式振荡器:：三点式振荡器是指LC回路的三个端点与晶体管的三个电极分别连接而组成的一种振荡器。根据具体元件选择与接法的不同又可以分为电容三点式振荡器（考毕兹振荡器）与电感三点式（哈特莱振荡器）两种，其主要特点如下：（1）电容三点式：反馈电压中高次谐波分量很小，因而输出波形好，接近正弦波。反馈系数因与回路电容有关，如果用该变回路的方法来调整振荡频率，必将改变反馈系数，从而影响起振。线路特点：图31 电容三端振荡电路图32（a）和（b）分别为电容反馈三端振荡器的典型电路和交流等效电路。由图32（b）可见，它的反馈电压Uf是从电容C2上获得的，晶体管的三个电极分别与回路电容的三个端点相连接。电路中集电极和基极均采取并联馈电方式。Cb、Cc均为隔直电容。（2）电感三点式：便于用改变电容的方法来调整振荡频率，而不会影响反馈系数，但是反馈电压中高次谐波分量比较多，输出波形差。线路特点： 图32 电感反馈三端振荡电路图3-1（a）及（b）分别为共发电感反馈三端振荡器电路和交流等效电路。它的反馈电压Uf是从电感L2上获得，晶体管的三个电极分别与回路电感的三个端点相连接。振荡频率：电路的振荡频率为 （3）串联型改进电容反馈互瑞振荡器（克拉泼（Clapp）振荡器）：线路特点：图33 克拉泼振荡电路图33（a）是克拉泼电路的实用电路，图33（b）是其高频等效电路。克拉泼振荡电路的特点是在回路中增加了一个与L串联的电容C3。各电容取值必须满足C3<<C1,C3C2。这样可使电路的振荡频率近似只与C3、L有关。（4）并联型改进电容反馈三端振荡器（西勒（Seiler）振荡器）：线路特点：图34 西勒振荡电路图34（a）是西勒电路的实用电路，图34（b）是其高频等效电路（未考虑负载电阻），由图可知该电路为共基电路。西勒电路是在克拉泼电路基础上，在电感L两端并联了一个小电容C4，且满足C1、C2远大于C3.三点式LC振荡器，特别是电容反馈式三点振荡器，由于反馈主要是通过电容，可以削弱高次谐波的反馈，是振荡产生的波形得到改善，且频率稳定度高，又适于较高波段工作。C).三点式振荡器的设计：电路的设计依据及原理图 :A)、三点式振荡器构成原则:（射同余异）与发射极相连的电抗元件必须是是同性质的（即同是电容或电感），不与射极相连的另一个电抗与它们的性质相反（即若同性抗为电容，则异性抗为电感；或同性抗为电感，异性抗为电容），简称为“射同余异”。B)、电路分析：在实验中为了减小晶体管极间的影响可采用改进型电容三点式振荡电路，即在振荡回路电感支路中增加一个电容C3，其值比较小，要求C3<<C1;C3<<C2，则谐振回路总电容为：C总=C3因此振荡频率为： 经过这样的改变后，C1,C2对振荡频率的影响显著减小，与其并联相连的晶体管极间电容影响也减小了。但由于振荡回路介入C3,晶体管最小负载会减小、放大器放大倍数减小、振荡器输入幅度减小，若C3过小，振荡器会因不满足起振条件而停止振荡。因此，在添加C3的时候一定要选择合适的值，不能为了减小极间电容的影响而使振荡器不能振动。C）、我们知道LC振荡器有基本放大器、选频网络和正反馈网络三个部分组成。为了维持震荡，放大器的环路增益应该等于1，即AF=1，因为在谐振频率上振荡器的反馈系数为C1/C2，所以维持振荡所需的电压增益应该是：A=C2/C1放大器的电压增益可通过测量峰值输出电压Vop和输入电压Vip来确定，即：A=Vop/Vip设计概述:本次设计的电路主要由电容振荡电路部分构成。电容振荡电路部分振荡器有基本放大器、选频网络和正反馈网络三个部分组成。基本放大器和射极跟随器都是由晶体三极管2N2222构成，电路模型如下图：电容振荡部分：图3.2.1-电容振荡电路模块原理图及Multisim10软件仿真：按照上述原理，总电路图如下3.4所示：图3.4 电容反馈振荡器总电路图用测量探针可测得电流值，调节R6，使电流符合要求,工作在合适的直流工作点上。在上图所示情况下，输出图形为：输出图形的频谱图为：只改变C3值，当C3=3PF时，如下图： C3=3000PF时只改变C1，当C1=30PF时：当C3=15PF，其它数据为原数据： 可见为增幅振荡。仿真结果分析：当电容从C3减小至30pF变化时，观察仿真结果可发现输出波形振荡频率升高，但是波形仍然平滑，为标准正弦波，无失真；增大电容C3至3000pF后，观察仿真结果可发现输出波形振荡频率减小，但是波形仍然平滑，为标准正弦波，同样无失真。当改变C1时同样也可以看到频率发生改变。这证明了电容三点式正弦波振荡器可以用改变电容的方法来调整振荡频率，而不会影响反馈系数，在很高振荡频率状态下输出波形也能保持很好。但当电容C3减少到一定值时，如图中的15pf，输出波形为增幅振荡，如上图所示。同时从频谱图中可以看出输出的波形具有多个频率分量，不过谐振频率的幅值就大。要获得好的单正弦波需要滤波。二 、综合设计 ：调幅解调电路的设计 所谓调制，就是用调制信号去控制载波某个参数的过程。解调则是调制的逆过程，是将载于高频振荡信号上的调制信号恢复出来的过程。调制原理：振幅调制是由调制信号去控制载波的振幅，使之按调制信号的规律变化，严格地说，是使高频振荡的振幅与调制信号成线性关系，其他参数（频率、相位）不变。这是使高频振荡的振幅再有消息的调制方法。调幅电路是把调制信号和载波信号同时加在一个非线性元件上（例如晶体二极管或三极管）经非线性变换成新的频率分量，再利用谐振回路选出所需的频率成分。它保持着高频载波的频率特性，调幅波振幅的包络变化规律与调制信号的变化规律一致。 当输入的调制信号有直流分量时，称为AM调制；没有直流分量时，称为双边带调制（DSB调制）。1.AM调制:AM调幅指的是用需要传送的信息（低频调制信号）去控制高频载波的振幅，使其随调制信号线性变化。其原理如图1所示，+ *常数uc图1 AM信号产生原理图若设载波为uC (t)=UC cosCt，调制信号为单频信号，即u(t)=Ucost,，普通调幅信号为：uAM(t) = Uc(1+m cos t)cosct普通调幅波的波形和频谱图如图2所示： 图2 AM调幅波形与频谱 由图可知，频率的中心分量就是载波分量，他与调制信号无关，不含消息，而两边分量则以载频为中心对称分布，两个边频幅度相等并与调制信号幅度成正比，边频相对于载的位置取决于调制信号的频率，这说明调制信号的幅度及频率消息只包含于边频分量中。高低电平调制：被调放大器如果使用小功率小信号调谐放大器,称为低电平调幅;反之,如果使用大功率大信号调谐放大器,称为高电平调幅。1、基极调幅电路载波信号经过高频变压器加到的基极上,低频调制信号通过一个电感线圈L与高频载波串联,由于晶体管的ic=f(ube)关系曲线的非线性作用,集电极电流ic含有各种谐波分量,通过集电极调谐回路把其中调幅波选取出来,基极调幅电路的优点是要求低频调制信号功率小,因而低频放大器比较简单。其缺点是工作于欠压状态,集电极效率较低,不能充分利用直流电源能量。2、集电极调幅电路 低频调制信号从集电极引入,由于它工作于过压状态下,故效率较高但调制特性的非线性失真较严重,为了改善调制特性,可在电路中引入非线性补尝措施,使输入端激励电压随集电极电源电压而变化,例如当集电极电源电压降低时,激励电压幅度随之减小,不会进入强压状态;反之,当集电极电源电压提高时,它又随之增加,不会进入欠压区,因此,调幅器始终工作在弱过压或临界状态,既可以改善调制特性,又可以有较高的效率.采用低电平调制设计:(1)普通调制信号为 : mv载波为：mv(2).调幅电路如下图所示： 图4.1 AM低电平调制电路调幅波形如下： 图4.2 两信号源的原始输入数据图4.3 AM低电平调制波形图输出的频谱图为： 图4.4 AM低电平调制的输出频谱图当增大调制电压值为70mv时，调制度变大，图形如下： 图4.5 AM低电平调制m增大时图形当增加调制电压至200mv时，处于过调制状态，图形如下： 图4.5 AM低电平调制m>1时图形过调制时的频谱图如下： 4.6 AM低电平过调制时频谱图形高电平调制设计：(1)普通调幅信号为 : 载波信号为: 输出信号频率大概在1KHz左右，所以加一选频网络，中心频率为1KHz，通频带为200，L1=C1时算出值为L1=C1=158，通频带为，Q值为Q=5,同时，可算出需要并联一个5 的电阻(2).调幅电路如下图所示： 图4.7 AM高电平调制电路图 调幅波形如下： 图4.8 AM高电平调制载波波形图 图4.9 AM高电平调制输出波形图 图4.10 AM高电平调制输出波形频谱图 图4.11 AM高电平调制m为1时输出波形图实验结果分析：从实验结果可以看出低电平和高电平调制都可以实现AM波调幅，AM已调波形随着调制信号的波形变化，且当调制度大时，图形受调制电压影响大，当处于过调制时，输出图形失真。对于本实验，采用的低电平调制，它的输入电压要小于26mv，它的输出电压也比较小。对于高电平调制，本实验中采用集电极调制方法，它的输入电压Ucc也不能太大，否则将不再工作在过压状态。 2.检波电路设计：从调幅波中取出调制信号的过程,称为幅度检波,常用的检波电路有三种:小信号平方律检波,大信号包络全波和乘积检波,对检波器的要求有以下三点:(1)检波效率(电压传输系数)若检波器输入等幅高频电压峰值为Uc,检波后的输出电压为Uo,则检波效率K定义为:K=Uo/Uc。若检波器输入为包络调幅波,则检波效率寂静义为输出低频电压幅度U与输入高频电压包络幅度 mUc之比: K=U/mUc。式中:m是调幅系数。K越大说明同样的输入情况下可以得到较大的低频输出信号,即检波效率高。(2)检波失真它反映输出低频电压波形和输入已调波包括形状的符合程度。(3)输入电阻Ri由检波器输入端看进去的等效电阻称为输入电阻Rio,通常检波器接于中频放大器的输出端,Ri看作是它的负载。因此,Ri越大对中频放大器的影响就会越小,大信号峰值包络检波：其特点是:(1)输入电压幅度一般500毫伏以上;(2)没有偏置电压E,由于输出电压的反作用,实际上工作点处于u<0的区段。因此,大信号检波二极管,在载波一周期内,只有一段时间寻通,而另一段时间截止。大信号峰值二极管检波器的主要参数计算如下:K=cos，式中:为半导通角,它取决于rd/R值,两者关系为rd/R=(tg-)/ (2)输入阻抗Ri：Ri/R=(tg-)/(-sincos)，很小时，。(3)检波失真：常有两类失真:一类惰性失真,二是底边切割失真。对于惰性失真情况,产生该失真的原因是滤波时间常数RC选得过大,以致滤波电容的放电速率跟不上包络变化速率所造成的,要防止对角切割失真现象,时间常数RC应满足下式关系: 另一种切割失真是由于检波器的低频交流负载与直流负载电阻不同而引起的,通常检波被输出的低频电压经耦合电路再送至低频放大器中去由于C数值很大,它的两端降有直流电压为载波幅度的平均值Uco若<R时,该电压大部分落在R两端上,以致在音频包络负半波时,输入电压可能低于R两端的直流电压,于是二极管截止,输出信号不再随输入信号包络的下降而改变,产生底边切割失真,要避免此失真,应满足下式：，式中:R为直流电阻,交流电阻。参数计算：设定电容为1uF。1.为避免惰性失真，由上面分析可算出R 8.5K 2. .为避免惰性失真，由上面分析可算出3.调制解调电路如下图所示： 图4.12 AM高电平解调制电路图 输出波形为： 图4.13 AM高电平解调输出波形图可看出解调信号波形基本正确，没有出现惰性失真和底部切割失真。当增大R2时（此实验中取了20 ），出现惰性失真，波形如下：图4.14 AM高电平解调惰性失真输出波形图当调节R3和R4，使时，出现底部切削失真，波形如下：图4.15 AM高电平解调底部切削失真输出波形图下图为底部切削更加严重时的波形，此为并联电阻更小时的情况（R3,R4都取了500 ）：图4.16 AM高电平解调底部切削失真输出波形图结果分析：对于AM波，可以用包络检波的方法进行解调，因为AM波的包络和调制信号和波形一致，但是在设计检波电路的时候要注意两种失真，要选好参数。双边带调制：设载波为uC(t)=Ucosct，单频调制信号为u(t)=Ucost (c)，则双边带调幅信号为:uDSB(t)=ku(t)uc(t)=kUcostcosct =cos (c+)t+cos (c-)t， 其中k为比例系数。可见双边带调幅信号中仅包含两个边频, 无载频分量, 其频带宽度仍为调制信带宽的两倍。图4.3显示了单频调制双边带调幅信号的有关波形与频谱图。 需要注意的是, 双边带调幅信号不仅其包络已不再反映调制信号波形的变化, 而且在调制信号波形过零点处的高频相位有180的突变。可以看出, 在调制信号正半周, cost为正值, 双边带调幅信号uDSB(t)与载波信号uc(t)同相；在调制信号负半周, cost为负值, uDSB(t)与uc(t)反相。 所以, 在正负半周交界处, uDSB(t)有180相位突变。另外，双边带调幅波和普通调幅波所占有的频谱宽度是相同的，为2Fmax。图5.1 DSB调幅波形与频谱 因为双边带信号不包含载波，所以发送的全部功率都载有信息，功率有效利用率高。电路设计：载波频率=1MHz ，载波幅值50mV调制频率=10kHz ，调制幅值 10mV 图5.1 DSB调制电路图（5）电路经频谱分析仪和示波器的仿真如下： 图5.2 载波信号图 图5.3 调制信号图 图5.4 已调信号输出图分析：由仿真图可看出，形成调幅波以后，它的载波频率维持不变，与未调之前一样，其包络波形与调制信号大体相同。 图 5.5 已调电路信号频谱图2、解调电路的设计：()解调原理 信号不同于调制信号，不能让那个应包络检波，必须用同步检波。同步检波的恢复 载波应与调制器的载波电压完全同步。同步检波又分为乘积型和叠加型。本设计采用同步检波方式，。双边带调幅波中不含载波分量，用相乘器进行检波时，需要在接收端产生一个载波。其原理如图4.7所示，低通滤波器XusurUo图4.7 同步检波器原理图设输入为单频调制的双边带信号uDSB(t)= Uscostcosct (c)并假设载波信号与原载波信号同频不同相，即有相差，则ur(t)= Urcos(ct+)，相乘器的输出信号uo(t)=KmUsUrcostcosctcos(ct+) =0.5KmUsU costcos+ cos(2ct+)，有用分量为 u1(t)=0.5KmUsULcoscost，无用分量为 u1(t)=0.5KmUsUcost cos(2ct+)=0.5KmUsUcos（2c）t+ 0.5KmUsUcos（2c+）t+，由上式可知，相乘器输出的无用分量的频率为2c，故滤波器对有用频率分量的传输系数应尽可能大，对无用频率分量2c的传输系数应尽可能小。设滤波器对有用品频率分量的传输系数为Kf,则整个检波器输出的有用信号为 uo(t) =KFu1(t)=0.5KfKmUsUcoscost，uo(t)与us(t)的幅度之比，即为检波器传输系数Kd，且由以上公式可得Kd0.5KfKmUcos 电路设计:电路图如下图：图5.6 同步检波器（解调）电路图图5.7解调输出图图5.8解调输出图频谱结果分析：DDSB的输出信号没在了载波信号，所以它的频谱利用率高，但是DSB的解调只能用同步检波法，因为它的包络发生了变化。设计体会: 这次的设计是通过自己在图书馆和网上查阅资料所完成的，课程设计的任务需要综合运用“高频电子线路”课程的知识，通过调查研究、查阅资料、方案论证与选定；设计选取电路和元器件；组装和调试电路，测试指标及分析讨论，完成设计任务。在这次课程设计中，学会了怎样去根据课题的要求去设计电路和调试电路。动手能力得到很大的提高。从中发现自己并不能很好的熟练去使用所学到的数电知识。在以后学习中要加强对使用电路的设计和选用能力。把过去熟悉的定型分析、定量计算逐步和工程估算、实验调整等手段结合起来，掌握工程设计的步骤和方法，了解科学实验的程序和实施方法。这对今后从事技术工作无疑是个启蒙训练。通过这种综合训练，可以掌握高频电子线路设计的基本方法，提高动手组织实验的基本技能，培养分析解决电路问题的际本领，为以后毕业设计和从事高频电子线路实验实际工作打下基础。 在设计的过程中我遇到很多困难，例如multisim软件的学习，资料的查找，编辑好的文档没有及时保存，以至于从头再来，浪费了很多时间。但吃一堑长一智，现在遇到这些问题，及时解决，以后再做这类事情就会多一点经验，就会少出一些类似问题。在两个星期的课程设计之后，我觉得不仅实际动手能力有所提高，更重要的是懂得设计流程，从开始设计思路，到实现，到纠正完善，再到最后设计论文的撰写，进一步激发了我们对专业知识的兴趣，并能够结合实际存在的问题在专业领域内进行更深入的学习。 经过这次课程设计，让我对前面的路有了更多的信心，因为在这个过程中，我学到了不少实用的东西，对于高频电子电路有了更深层次的掌握，并且提高了独立解决问题的能力。虽然这次课程设计中我对电路进行了仿真，并且认真的对电路的每一部分进行了修正，但最后出来的波形还是不很稳定。本次课程设计没有要求制作电路板并且对其进行调试，但我相信要是调试的话也一定回去的满意的效果。 我们在学习理论知识的同时还要努力培养自己的动手操作能力，对于通信工程的我们更是如此，通过这次课程设计我也看到了自己的差距，今后会努力提高自己的动手操作能力，以求真正领会通信专业里边的各种知识，为将来的工作打下良好的基础。总而言之，通过这次课程设计，我们获得了很多，但学海无涯，我们还得一如既往的努力踏实的学习，只有这样才能成为合格的人才。四主要参考资料1.高频电子电路曾兴雯编著，北京：高等教育出版社2.高频电子电路张肃文编著，北京：高等教育出版社3.电子通信系统（第四版）美Wayne Tomasi， 北京：电子工业出版社4. 高频电子线路学习与解题指导阳昌汉编著，哈尔滨：哈尔滨工程大学出版社5. 通信电子线路高如云等编著， 西安：西安电子科技大学出版社6. Multisim10原理图仿真与PowerPCB5.0.1印制电路板设计，背景：电子工业出版社