变压变频调速系统中的脉宽调制(PWM)技术.docx

6.3变压变频调速系统中的脉宽调制(PWM技术本节提要正弦波脉宽调制(SPWM技术电流滞环跟踪PWM(CHBPWM制技术电压空间矢量PWM(SVPWM制技术(或称磁链跟踪控制技术)PWM技术就是利用半导体器件的开通和关断把直流电压变成一定形状的电压脉冲序列，以实现变频、变压并有效控制和消除谐波的一门技术。我们把PW峨术分为三类1、正弦PW雌术(电压、电流、磁通为正弦目的各种PWMT案)2、优化PWMfe术3、随机PW雌术一、 正弦波脉宽调制(SPWM技术1. PWM 调制原理以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波(Carrierwave),并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波( Modulation wave),当调制波与载波相交时， 由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。图G18 PWV调制原理按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。这种调制方法称作正弦波脉宽调制(Sinusoidal pulse widthmodulation ,简称SPWM这种序列的矢!形波称作 SPW赚。2. SPWM 控制方式如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPW赚也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。(1)单极性PWM控制方式(2)双极性PWM控制方式规则采样法原理三角波两个正峰值之间为一个采样周期 Tc自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波采样得 D点，过D作水平直线和三角波分别交于 A、B 点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制开关器件的通断脉冲宽度d和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近规则采样法原理正弦调制信号波uT M sin J式中，A/称为调制度，OWavl；/为信号波角频率。从图中可得1 + Af sin /育2772 TJ2因此可得6 - -(1 + M sin g> rn ) 2三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机实时控制产生SPW帔形。规则采样法容易实现控制线性度好，但是电压利用率低(输出电压的有效值只有进线电压的 0.864倍)现在常用的，是三次谐波注入法是在正弦调制波上叠加3的整数倍的谐波作为调制波。 之所以添加3的整数倍的谐波，利用一个事实变频器输出的三相线电压相位差是120度，即使输出线电压中3的整数倍数次的谐波相互抵消了。以 3次谐波为例调制比和输出电压仍为线性，m=1.2时电压利用率提高了 20%, m大于1.2时控制规律不是线性。4 . PW蜩制方法载波比一一载波频率fc与调制信号频率fr之比N,既N = fc / fr根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PW蜩制方式分为异步调制和同步调制。(1)异步调制异步调制一一载波信号和调制信号不同步的调制方式。通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的；在信号波的半周期内，PW啦的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称， 半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称；(2)同步调制同步调制一一N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定；三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称；(3)分段同步调制把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同；在fr高的频段采用较低的 N,使载波频率不致过高；在fr低的频段采用较高的 N,使载波频率不致过低；二、电流正弦PW虚制技术应用PW雌制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可以按需要方便地控制其输出电压， 为此前面两小节所述的 PW懈制技术都是以输出电压近似正弦波为目标的。但是，在电流电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为在交流电机绕组中只有通入三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不含脉动分量。因此，若能对电流实行闭环控制，以保证其正弦波形，显然将比电压开环控制能够获得更好的性能。常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪 PWM( Current Hysteresis Band PWM CHBPW眺制，具有电流滞环跟踪 PWM控制的PWM变压变频器的A相控制原理图示于图6-22。1.滞环比较方式电流跟踪控制原理国配船电流蒲环翻踪控妇的A指嗓理国图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2h。将给定电流i*a 与输出电流ia 进行比较，电流偏差 A|ia超过| h时，经滞环控制器 HBC 控制逆变器A相上（或下）桥臂的功率器件动作。B、C二相的原理图均与此相同。采用电流滞环跟踪控制时，变压变频器的电流波形与PWMfe压波形示于图6-23。如果，ia < i*a ,且i*a - ia > h ,滞环控制器 HBC输出正电平，驱动上桥臂功率开关 器彳V1导通，变压变频器输出正电压，使 ia增大。当增长到与i*a相等时，虽然，但HBC仍保持 正电平输出，保持导通，使 ia继续增大直到达到ia = i*a + h, Aia = h ,使滞环翻转，HBCS出负电平，关断 V1 ,并经延时后驱动V4。但此时VT4未必能够导通，由于电机绕组的电感作用，电流不会反向，而是通过二极管VD颔流，使VT4受到反向钳位而不能导通。此后，逐渐减小，直到时，到达滞环偏差的下限值，使 HBC再翻转，又重复使VT1导通。这样VT1与VD较替工作，使输出电流和给定值之间的偏差保持在土 A7范围内，在正弦波上下作锯齿状变化。从图6-23中可以看到，输出电流 ）是十分接近正弦波的。滞环比较方式的指令电流和输出电流图6-23给出了在给定正弦波电流半个周期内的输出电流波形和相应的相电压波形。可以看出， 在半个周期内输出电流围绕正弦波作脉动变化，不论在ia的上升段还是下降段，它都是指数曲线中的一小部分，其变化率与电路参数和电机的反电动势有关。Ia下降阶段输出相电压为-0.5 UdIa上升阶段输出相电压为0.5 Ud电流跟踪控制的精度与滞环的环宽有关，同时还受到功率开关器件允许开关频率的制约。当环宽选得较大时，可降低开关频率，但电流波形失真较多，谐波分量高；如果环宽太小，电流波形虽 然较好，却使开关频率增大了。 这是一对矛盾的因素，实用中，应在充分利用器件开关频率的前提 下，正确地选择尽可能小的环宽。三、 磁通正弦PW喷术（电压空间矢量 PWM（SVPWM制技术，称磁链跟踪控制技术）本节提要空间矢量的定义电压与磁链空间矢量的关系六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场电压空间矢量的线性组合与 SVPW螳制1. 空间矢量的定义电压空间矢量交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，分析时常用时间相量来表示， 但如果考虑到它们所在绕组的空间位置，也可以如图所示，定义为空间矢量uAQ uB0 , uC0 。电压空间矢量的相互关系当电源频率不变时， 合成空间矢量us以电源角频率w1为电气角速度作恒速旋转。当某一相电压为最大值时，合成电压矢量 us就落在该相的轴线上。用公式表示，则有(6-39 )Is 和里sS = A0 + “BO + C0与定子电压空间矢量相仿，可以定义定子电流和磁链的空间矢量2. 电压与磁链空间矢量的关系三相的电压平衡方程式相加，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为dP(6-40 )+出式中us定子三相电压合成空间矢量;Is定子三相电流合成空间矢量;Ws一定子三相磁链合成空间矢量。近似关系当电动机转速不是很低时，定子电阻压降在式（6-40）中所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为叱巩彳-dr（6-41）歌一立风出或-（6-42）磁链轨迹当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。(6-43 )其中Wm是磁链Ws的幅值，w1为其旋转角速度 由式（6-41 ）和式（6-43 ）可得个白产”“产fX*(6-44 )上式表明，当磁链幅值一定时，富工的大小与（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量也正交，即磁链圆的切线方向，磁场轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系如图所示，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动27r弧度，其轨迹与磁链圆重合。这样，电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。图6-26旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹3. 六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场（1）电压空间矢量运动轨迹在常规的PWM变压变频调速系统中，异步电动机由六拍阶梯波逆变器供电，这时的电压空间矢量运动轨迹是怎样的呢？为了讨论方便起见，再把三相逆变器-异步电动机调速系统主电路的原理图绘出，图 6-27中六个功率开关器件都用开关符号代替，可以代表任意一种开关器件。主电路原理图图6-27三相逆变器-异步电动机调速系统主电路原理图开关工作状态如果，图中的逆变器采用180。导通型，功率开关器件共有8种工作状态，其中6 种有效开关状态；2种无效状态（因为逆变器这时并没有输出电压）：上桥臂开关 VT1、VT3 VT5全部导通下桥臂开关 VT2、VT4 VT6全部导通开关状态表字号开关状态开英代码1VToXTjVTj1002VTiVTj VTs1102VTjVTj VT40104VT3VT4VTJon5vt4vtj vr50016VTjVrgVTi101nVT1VT3 VI5111SYT2VT4VT6000开关控制模式对于六拍阶梯波的逆变器， 在其输出的每个周期中6种有效的工作状态各出现一次。 逆变器每 隔江/3时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这；T/3时刻内相应空间电压矢量保持不变。(a)开关模式分析"设工作周期从100状态开始，这时Q VTi I rVT6> VTn VT?导1 ,以通，其等效电路如 U图所示各相对宜 " I L 流电源中点的电压u y都是门昌值为VT。 后叮二，匚以口 = L，2_ oBO5= CO= * 5 2(b)工作状态100的合成电压空间矢量由图可知，三相的合成空间矢量为 u1 ,其幅值等于Ud,方向沿A轴(即X轴)。V Jr / . / ” 的 JL八 z -/ UAOA/ / 川BCTc )工作状态110的合成电压空间矢量u1 存在的时间为兀/3,在这段时间以后，工作状态转为110,和上面的分析相似，合成空间矢量变成图中的u2 ,它在空间上滞后于 u1的相位为式/3弧度，存在的时间也是 阮/3 。(d)每个周期的六边形合成电压空间矢量依此类推，随着逆变器工作状态的切换，电压空(矢量的幅值不变，而相位每次旋转|笈/3 ,直到一个周期结束。这样，在一个周期中6个电压空间矢量共转过 2H弧度，形成一个封闭的正六边形，如图所 示。图 6-28d(2)定子磁链矢量端点的运动轨迹电压空间矢量与磁链矢量的关系一个由电压空间矢量运动所形成的正六边形轨迹也可以看作是异步电动机定子磁链矢量端点的运动轨迹。对于这个关系，进一步说明如下：设在逆变器工作开始时定子磁链空间矢量为1,在第一个/3期间，电动机上施加的电压空间矢量为图6-28d中的u1 ,把它们再画在图6-29中。按照式(6-41 )可以写成图6-29六拍逆变器供电时电动机电压空间矢量与磁链矢量的关系(6-45 )也就是说，在I笈/3所对应的时间At内，施加u1的结果是使定子磁链 w 1产生一个增量A叫 其幅值|u1|与成正比，方向与u1一致，最后得到图6-29所示的新的磁链，而W二=匕 +A犷L出46)依此类推，可以写成的通式wZV = ASP. i=126(6-47 )%+1=弘(6-48 )总之，在一个周期内，6个磁链空间矢量呈放射状，矢量的尾部都在。点，其顶端的运动轨迹也就是6个电压空间矢量所围成的正六边形。磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系如果u1的作用时间3|t小于无/3 ,则&i的幅值也按比例地减小，如图6-30中的矢量 工。可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电 压的时间。图6-30磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系4.电压空间矢量的线性组合与 SVPW眺制如前分析，我们可以得到的结论是：如果交流电动机仅由常规的六拍阶梯波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。为此，必须对逆变器的控制模式进行改造。圆形旋转磁场逼近方法PWM控制显然可以适应上述要求，问题是，怎样控制PWMJ开关时间才能逼近圆形旋转磁场。科技工作者已经提出过多种实现方法，例如线性组合法，三段逼近法，比较判断法等31,这里只介绍线性组合法。基本思路如果要逼近圆形，可以 增加切换次数，设想磁 链增量由图中的火，归2 7 &外7 弘4这 4度组成这时，每段 施加的电压空间矢量的 相位都不一样，可以用 基本电压矢量线性组合 的方法获得eZL % kosH *| To匡832电压空间矢量的/性氧今线性组合的方法图132表示由电压空 间矢量也和，的线性 组合构成新的电压矢-& Ml宣设在一段换相周 期时间T。中，可以 用两个矢量之和表 示由两个矢量线性 组合后的电压矢量 色,新矢量的相位 为外（1）线性组合公式可根据各段磁链增量的相位求出所需的作用时间t1和t2 o在图6-32中，可以看出= u. cos 8 + 池 sin 64（6-49）（2）相电压合成公式根据式（6-39）用相电压表示合成电压空间矢量的定义，把相电压的时间函数和空间相位分开写，得%二。+%M+%。（水必（6-50）式中=120 。（3）线电压合成公式若改用线电压表示，可得(6-51 )几种表示法的比较：由图6-27可见，当各功率开关处于不同状态时，线电压可取值为 Ud 0或Ud,比用相电压表示时要明确一些。作用时间的确定这样，根据各个开关状态的线电压表达式可以推出加十以十/L(6-52)比较式（6-52）和式（6-49）,令实数项和虚数项分别相等，则解t1和t2 ,得Il COS<96 6-53 )2 瑞 sin 06 6-54 )零矢量的使用换相周期T0应由旋转磁场所需的频率决定，T0与t1 +量u7或u8来填补。为了减少功率器件的开关次数，一般使t2未必相等，其间隙时间可用零矢u7和u8各占一半时间，因此1 、J = % =(6-55 )电压空间矢量的扇区划分：为了讨论方便起见，可把逆变器的一个工作周期用 6个电压空间矢量划分成 g区域，称为扇区（Sector）,如图所示的I、口、VI,每个扇区对应的时间均为由于逆变器在各扇区的工作状态都是对称的，分析一个扇区的方法可以推广到其他扇区O电压空间矢量的g扇区:图6-33电压空间矢量的放射形式和 6个扇区在常规六拍逆变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态。实现SVPW瞳制就是要把每一扇区再分成若干个对应于时间T0的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电压空间矢量us ,以获得优于正六边形的多边形（逼近圆形）旋转磁场。开关状态顺序原则在实际系统中，应该尽量减少开关状态变化时引起的开关损耗，因此不同开关状态的顺序必须遵守下述原则：每次切换开关状态时，只切换一个功率开关器件，以满足最小开关损耗。