逻辑无环流可逆直流调速系统课程设计.doc

逻辑无环流可逆直流调速系统设计CHENGNAN COLLEGE OF CUST课程设计（论文）题目：逻辑无环流可逆直流调速系统设计 学生姓名： 吴艳兰学 号： 201197250104班 级: 1101班专 业： D自动化（工业自动化）指导教师： 李益华 吴军2014年7月逻辑无环流可逆直流调速系统设计 学生姓名： 吴艳兰学 号： 201197250104班 级： 1101班所在院(系): 电气与信息工程系指导教师： 李益华 吴军 完成日期: 2014年7月11日逻辑无环流可逆直流调速系统设计摘要直流电动机具有良好的起制动性能，易于广泛范围内平滑调速，在需要高性能可控电力拖动的领域中得到广泛的应用。直流拖动控制系统在理论上和实践上都比较成熟，而且从反馈闭环控制角度来看，它又是交流拖动控制系统的基础，所以首先应该掌握好直流系统。在许多生产机械中，常要求电动机既能正反转，又能快速制动，需要四象限运行的特性，此时必须采用可调速系统。本文着重介绍“逻辑无环流可逆直流调速系统”。逻辑无环流可逆直流调速系统省去了环流电抗器，没有了附加的环流损耗，节省变压器和晶闸管装置的附加设备容量。和有环流系统相比，因换流失败造成的事故率大为降低。 关键词：无环流；可逆直流调速系统；逻辑控制器 目 录1 绪论 41.1设计的目的和意义 41.2设计要求 42 系统结构方案的选择 53 主回路的选择 63.1 主电路形式的选择与论证 63.2 交流 电源的选择（单相或三相） 73.3 晶闸管元件的计算与选择 73.4 晶闸管保护措施的电路设计与计算 73.5 平波电抗器的计算与选择 83.6 测速机的选择与可变电位器的选择与计算 103.7 电机励磁回路设计 104 触发器的设计和同步相位的配合 114.1 触发电路的设计与选择 114.2 同步相位的配合 125 辅助电路设计 135.1 高精度给定电源的设计 135.2 其他辅助电路设计 135.2.1 转矩极性鉴别(DPT) 135.2.2 零电平检测(DPZ) 145.2.3 逻辑控制(DLC) 145.2.4 电流反馈与过流保护(FBC+FA) 165.2.5 转速变换(FBS) 175.2.6 反号器(AR) 176 电流环设计 196.1 调节器参数计算 196.2 调节器实现 197 转速环设计 227.1 调节器参数计算 227.2 调节器实现 228 系统原理框图 25课程设计总结 26参考文献 271 绪论1.1设计的目的和意义(1)了解、熟悉逻辑无环流可逆直流调速系统的原理和组成。(2)掌握各控制单元的原理、作用及调试方法。 (3)掌握逻辑无环流可逆直流调速系统的调试步骤和方法。(4)了解逻辑无环流可逆直流调速系统的静态特性和动态特性。1.2设计要求稳态无静差，电流超调量5%，空载起动到额定转速时的转速超调量10%。电流调节器已按典型I型系统设计,并取参数KT=0.5。（1）选择转速、电流调节器结构,并计算其参数。（2）计算电流环的截止频率和转速环的截止频率，并考虑它们是否合理?(3)根据题目的技术要求，分析论证并确定主电路的结构型式和闭环调速系统的组成，画出系统组成的原理框图 (4) 根据双闭环直流调速系统原理图, 分析逻辑无环流可逆系统起、制动的过程；(5) 汇出动态波形，说明在每个阶段中ASR、ACR各起什么作用，VF和VR各处什么状态；(6) 绘制双闭环直流调速逻辑无环流可逆调速系统的电气原理总图； 2 系统结构方案的选择2.1选择变压调速对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。改变电阻只能有级调速；减弱磁通虽然能够平滑调速，但调速范围不大，往往只能配合调压方案，在基速（即电动机额定转速）以上作小范围的升速。因此，自动控制的直流调速系统往往以变压调速为主。2.2选择双闭环调速系统采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差。如果对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩。在单闭环调速系统中，只有电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只是在超过临界电流Idcr值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形。电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减小，因而加速工程必然拖长。综上所诉，选择双闭环调速系统能得到较好系统性能，以满足要求。3 主回路的选择3.1主电路形式的选择与论证逻辑无环流可逆直流调速系统的主电路如图3.1所示图3.1逻辑无环流可逆直流调速系统的主电路本方案的主回路由正桥及反桥反向并联组成，并通过逻辑控制来控制正桥和反桥的工作与关闭，并保证在同一时刻只有一组桥路工作,另一组桥路不工作，这样就没有环流产生。由于没有环流,主回路不需要再设置平衡电抗器，但为了限制整流电压幅值的脉动和尽量使整流电流连续，仍然保留了平波电抗器。正向启动时，给定电压Ug为正电压，“逻辑控制”的输出端Ulf为“0”态，Ulr为“1”态，即正桥触发脉冲开通，反桥触发脉冲封锁，主回路“正桥三相全控整流”工作，电机正向运转。当Ug反向，整流装置进入本桥逆变状态，而Ulf、Ulr不变，当主回路电流减小并过零后，Ulf、Ulr 输出状态转换，Ulf为“1”态， Ulr为“0”态，即进入它桥制动状态，使电机降速至设定的转速后再切换成反向电动运行;当Ug=0时，则电机停转。反向运行时，Ulf为“1”态，Ulr为“0”态，主电路“反桥三相全控整流”工作。“逻辑控制”的输出取决于电机的运行状态，正向运转，正转制动本桥逆变及反转制动它桥逆变状态，Ulf为“0”态，Ulr为“1”态，保证了正桥工作，反桥封锁；反向运转，反转制动本桥逆变，正转制动它桥逆变阶段，则Ulf为“1”态，Ulr为“0”态，正桥被封锁，反桥触发工作。由于“逻辑控制”的作用，在逻辑无环流可逆系统中保证了任何情况下两整流桥不会同时触发，一组触发工作时，另一组被封锁，因此系统工作过程中既无直流环流也无脉动环流。3.2交流电源的选择交流电源选择三相电路，一次侧相电压为U1=220V为了得到零线，变压器二次侧必须接成星形，而一次侧接成三角形，避免3次谐波流入电网。在进行变压器计算之前，应该确定负载要求的直流电压和电流，确定变流设备的主电路接线形式和电网电压。先选择其次级电压有效值U2，U2数值的选择不可过高和过低，如果U2过高会使得设备运行中为保证输出电流电压符合要求而导致控制角过大，使功率因数变小。如果U2过低又会在运行中出现当=min时仍然得不到负载要求的直流电压的现象。通常次级电压，初级和次级电流根据设备的容量，主接线结构和工作方式来定。由于有些主接线形式次级电流中含有直流成分，有的又不存在，所以变压器容量的计算要根据具体情况来定。3.3晶闸管元件的计算与选择晶闸管参数计算：对于三相桥式整流电路，晶闸管电流的有效值为： (3-1)则晶闸管的额定电流为： (3-2) 取1.52倍的安全裕量， 由于电流连续，因此晶闸管最大正反向峰值电压均为变压器二次线电压峰值，即： (3-3) 取23倍的安全裕量，3.4晶闸管保护措施的电路设计图3.2 RC保护电路晶闸管有一个重要特性参数断态电压临界上升率dlv/dlt。它表明晶闸管在额定结温和门极断路条件下，使晶闸管从断态转入通态的最低电压上升率。若电压上升率过大，超过了晶闸管的电压上升率的值，则会在无门极信号的情况下开通。即使此时加于晶闸管的正向电压低于其阳极峰值电压，也可能发生这种情况。因为晶闸管可以看作是由三个PN结组成。在晶闸管处于阻断状态下，因各层相距很近，其J2结结面相当于一个电容C0。当晶闸管阳极电压变化时，便会有充电电流流过电容C0，并通过J3结，这个电流起了门极触发电流作用。如果晶闸管在关断时，阳极电压上升速度太快，则C0的充电电流越大，就有可能造成门极在没有触发信号的情况下，晶闸管误导通现象，即常说的硬开通，这是不允许的。因此，对加到晶闸管上的阳极电压上升率应有一定的限制。为了限制电路电压上升率过大，确保晶闸管安全运行，常在晶闸管两端并联RC阻容吸收网络，利用电容两端电压不能突变的特性来限制电压上升率。因为电路总是存在电感的(变压器漏感或负载电感)，所以与电容C串联电阻R可起阻尼作用，它可以防止R、L、C电路在过渡过程中，因振荡在电容器两端出现的过电压损坏晶闸管。同时，避免电容器通过晶闸管放电电流过大，造成过电流而损坏晶闸管。由于晶闸管过流过压能力很差，如果不采取可靠的保护措施是不能正常工作的。RC阻容吸收网络就是常用的保护方法之一。3.5平波电抗器的计算与选择在使用晶闸管整流装置供电时，其供电电压和电流中，含有各种谐波成份。当触发角增大，负载电流减小到一定程度时，还会产生电流断续现象，造成对变流器特性的不利影响。当负载为直流电动机时，由于电流断续和直流电动机的脉动，会使晶闸管导通角减小，整流器等效内阻增大，电动机的机械特性变软，换相条件恶化，并且增加电动机的损耗。因此，除在设计变流装置时要适当增大晶闸管和二极管的容量，选择适于变流器供电的特殊系列的直流电动机外，通常还采用在直流电路内串接平波电抗器，以限制电流的脉动分量，维持电流连续。若要求变流器在某一最小输出电流时仍能维持电流连续，则电抗器的电感按下式计算： (3-4) 式中为交流测电源相电压有效值；为要求连续的最小负载电流平均值。与整流主电路形式有关的计算系数， 对于不同控制角，所需的电感量为 (3-5)本设计中的参数为：，, ，临界值。将以上所述参数代入可计算出本设计所需的临界电感参数值为整流变压器漏电感折算到次级绕组每相的漏电感按下式计算： (3-6)式中与整流主电路形式有关的系数，本设计，。将以上所需参数代入式可计算出漏电感的值，即综上所述，根据直流电动机的电枢电感为，可得使输出电流连续的临界电感量 (3-7)电抗器要选的值应比大，故选10mH的电感作为平波电抗器。3.6测速机的选择与可变电位器的选择与计算直流测速机的额定数据分别为10W，10V，0.2A，1900转/分;可变电位器的选择：考虑测速发电机输出最高电压时，其电流约为额定20%，这样，测速机电枢压降对检测信号的线性度影响较小，于是 (3-8)其中 此时所消耗的功率为： (3-9)为了使电位器温度不要很高，实选瓦数应为消耗功率的一倍以上。故选择RP2为1W，的可调电位器3.7 电动机励磁回路设计直流电动机的励磁方式是指对励磁绕组如何供电、产生励磁磁通势而建立主磁场的问题。根据励磁方式的不同，直流电动机可分为下列几种类型。他励直流电动机；并励直流电动机；串励直流电动机；复励直流电动机。本设计采用他励形式给电动机励磁。将线路电压经过变压器和整流二极管变成220V的直流电压，给电动机励磁。4 触发器的设计和同步相位的配合4.1触发电路的设计与选择正弦波同步移相触发电路正弦波同步移相触发电路由同步移相、脉冲放大等环节组成，其原理如图4.1所示。同步信号由同步变压器副边提供，三极管V1左边部分为同步移相环节，在V1的基极综合了同步信号电压UT、偏移电压Ub及控制电压Uct（RP1电位器调节Uct，RP2调节Ub）。调节RP1及RP2均可改变V1三极管的翻转时刻，从而控制触发角的位置。脉冲形成整形环节是一分立元件的集基耦合单稳态脉冲电路，V2的集电极耦合到V3的基极，V3的集电极通过C4、RP3耦合到V2的基极。当V1未导通时，R6供给V2足够的基极电流使之饱和导通，V3截止。电源电压通过R9、T1、VD6、V2对C4充电至15V左右，极性为左负右正。图4.1 正弦波同步移相触发电路原理图当V1导通的时候，V1的集电极从高电位翻转为低电位，V2截止，V3导通，脉冲变压器输出脉冲。由于设置了C4、RP3阻容正反馈电路，使V3加速导通，提高输出脉冲的前沿陡度。同时V3导通经正反馈耦合，V2的基极保持低电压，V2维持截止状态，电容通过RP3、V3放电到零，再反向充电，当V2的基极升到0.7V后，V2从截止变为导通，V3从导通变为截止。V2的基极电位上升0.7V的时间由其充放电时间常数所决定，改变RP3的阻值就改变了其时间常数，也就改变了输出脉冲的宽度。4.2同步相位的配合晶闸管控制角表4-1 晶闸管控制角与触发电压的关系5 辅助电路设计5.1高精度给定电源的设计给定的原理图如图5.1所示。图5.1 电压给定原理图电压给定由两个电位器RP1、RP2及两个钮子开关S1、S2组成。S1为正、负极性切换开关，输出的正、负电压的大小分别由RP1、RP2来调节，其输出电压范围为0士l5V，S2为输出控制开关，打到“运行”侧，允许电压输出，打到“停止”侧，则输出恒为零。5.2 其它辅助电路设计5.2.1 转矩极性鉴别(DPT)转矩极性鉴别为一电平检测器，用于检测控制系统中转矩极性的变化。它是一个由比较器组成的模数转换器，可将控制系统中连续变化的电平信号转换成逻辑运算所需的“0”、“1”电平信号。其原理图如图5.2所示。转矩极性鉴别器的输入输出特性如图5.4a所示，具有继电特性。调节运放同相输入端电位器RP1可以改变继电特性相对于零点的位置。继电特性的回环宽度为: (5-1)式中，K1为正反馈系数，K1越大，则正反馈越强，回环宽度就越小；Usr2和Usr1分别为输出由正翻转到负及由负翻转到正所需的最小输入电压； Uscm1和Uscm2分别为反向和正向输出电压。逻辑控制系统中的电平检测环宽一般取0.20.6V，环宽大时能提高系统抗干扰能力，但环太宽时会使系统动作迟钝。图5.2转矩极性鉴别原理图 图5.3零电平检测器原理5.2.2 零电平检测(DPZ)零电平检测器也是一个电平检测器，其工作原理与转矩极性鉴别器相同，在控制系统中进行零电流检测，当输出主电路的电流接近零时，电平检测器检测到电流反馈的电压值也接近零，输出高电平。其原理图和输入输出特性分别如图5.3和图5.4b所示。 (a)转矩极性检测 (b)零电平检测图5.4 转矩极性鉴别及零电平检测输入输出特性5.2.3 逻辑控制(DLC)逻辑控制用于逻辑无环流可逆直流调速系统，其作用是对转矩极性和主回路零电平信号进行逻辑运算，切换加于正桥或反桥晶闸管整流装置上的触发脉冲，以实现系统的无环流运行。其原理图如图5.5所示。其主要由逻辑判断电路、延时电路、逻辑保护电路、推b电路和功放电路等环节组成。图5.5逻辑控制器原理图(1)逻辑判断环节逻辑判断环节的任务是根据转矩极性鉴别和零电平检测的输出UM和UI状态，正确地判断晶闸管的触发脉冲是否需要进行切换(由UM是否变换状态决定)及切换条件是否具备(由UI 是否从“0”变“1”决定)。即当UM变号后，零电平检测到主电路电流过零(UI =“1”)时，逻辑判断电路立即翻转，同时应保证在任何时刻逻辑判断电路的输出UZ和UF状态必须相反。(2)延时环节要使正、反两组整流装置安全、可靠地切换工作，必须在逻辑无环流系统中的逻辑判断电路发出切换指令UZ或UF 后，经关断等待时间t1（约3ms）和触发等待时间t2(约lOms)之后才能执行切换指令，故设置相应的延时电路，延时电路中的VD1、VD2、C1、C2起t1的延时作用，VD3、VD4、C3、C4起t2的延时作用。 (3)逻辑保护环节逻辑保护环节也称为“多一”保护环节。当逻辑电路发生故障时，UZ、UF的输出同时为“1”状态，逻辑控制器的两个输出端Ulf和Ulr全为“0”状态，造成两组整流装置同时开放，引起短路和环流事故。加入逻辑保护环节后。当UZ、UF全为“1”状态时，使逻辑保护环节输出A点电位变为“0”，使Ulf和Ulr 都为高电平，两组触发脉冲同时封锁，避免产生短路和环流事故。(4)推环节在正、反桥切换时，逻辑控制器中的G8输出“1”状态信号，将此信号送入调节器II的输入端作为脉冲后移推信号，从而可避免切换时电流的冲击。(5)功放电路由于与非门输出功率有限，为了可靠的推动Ulf、Ulr,故增加了V3、V4组成的功率放大级。5.2.4 电流反馈与过流保护(FBC+FA)(1)电流反馈与过流保护单元的输入端TA1、TA2、TA3，来自电流互感器的输出端，反映负载电流大小的电压信号经三相桥式整流电路整流后加至RP1、RP2、及R1、R2、VD7组成的3条支路上，其中:R2与VD7并联后再与R1串联，在VD7的阳极取零电流检测信号从“1”端输出，供零电平检测用。当电流反馈的电压比较低的时候，“1”端的输出由R1、R2分压所得，VD7处于截止状态。当电流反馈的电压升高的时候，“1”端的输出也随着升高，当输出电压接近0.6V左右时，VD7导通，使“1”端输出始终钳位在0.6V左右。将RP1的滑动抽头端输出作为电流反馈信号，从“2”端输出，电流反馈系数由RP1进行调节。RP2的滑动触头与过流保护电路相连，调节RP2可调节过流动作电流的大小。图5.6 电流反馈与过流保护原理图(2)当电路开始工作时，由于V2的基极有电容C2的存在，V3必定比V2要先导通，V3的集电极低电位，V4截止，同时通过R4、VD8将V2基极电位拉低，保证V2一直处于截止状态。(3)当主电路电流超过某一数值后，RP2上取得的过流电压信号超过稳压管V1的稳压值，击穿稳压管，使三极管V2导通，从而V3截止，V4导通使继电器K动作。(4)过流的同时，V3由导通变为截止，在集电极产生一个高电平信号从“3”端输出，作为推信号供电流调节器（调节器II）使用。(5)当过流动作后，电源通过SB、R4、VD8及C2维持V2导通，V3截止、V4导通、继电器保持吸合，持续告警。SB为解除过流记忆的复位按钮，当过流故障排除后，则须按下SB以解除记忆，告警电路才能恢复。当按下SB按纽后，V2基极失电进入截止状态，V3导通、V4截止，电路恢复正常。5.2.5 转速变换(FBS)转速变换用于有转速反馈的调速系统中，反映转速变化并把与转速成正比的电压信号变换成适用于控制单元的电压信号。图5.7为其原理图：图5.7 转速变换原理图使用时，将DD03-3(或DD03-2等)导轨上的电压输出端接至转速变换的输入端“1”和“2”。输入电压经R1和RP1分压，调节电位器RP1可改变转速反馈系数。5.2.6 反号器(AR)反号器由运算放大器及相关电阻组成，用于调速系统中信号需要倒相的场合，如图5.8所示。 图5.8反号器原理图反号器的输入信号U1由运算放大器的反相输入端输入，故输出电压U2为： （5-2）调节电位器RP1的滑动触点，改变RP1的阻值，使RP1+R3=R1，则输入与输出成倒相关系。电位器RP1装在面板上，调零电位器RP2装在内部线路板上（在出厂前我们已经将运放调零，用户不需调零）。6电流环设计稳态无静差，电流超调量，空载起动到额定转速时的转速超调量。电流调节器已按典型I型系统设计,并取参数KT=0.5。已知电动机参数为：PN =500kW，UN =750V，IN =760A，nN=375 r/min，电动势系数Ce =1.82Vmin/r, 电枢回路总电阻R=0.14,允许电流过载倍数=1.5,触发整流环节的放大倍数Ks=75,电磁时间常数=0.031s,机电时间常数=0.112s,电流反馈滤波时间常数=0.002s,转速反馈滤波时间常数=0.02s。设调节器输入输出电压Unm*=Uim*= Unm =10V,调节器输入电阻R0=40k。6.1调节器参数计算（1）、整流装置滞后时间常数：三相桥式电路平均失控时间。（2）、电流滤波时间常数：（3）、电流小时间常数：按小时间常数近似处理：6.2调节器实现采用含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器，其原理图如图6.1所示。图中为电流给定电压，为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压。图6.1 PI型电流调速器根据设计要求，并保证稳态电流无差，可按典型型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为： （6-1）检查对电源电压的抗扰性能： （6-2）电流调节器超前时间常数：取电流反馈系数： （6-3）电流环开环增益：取，因此 （6-4）于是，ACR的比例系数为： （6-5）校验近似条件电流环截止频率：晶闸管整流装置传递函数的近似条件：，满足近似条件。忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：，满足近似条件。电流环小时间常数近似处理条件：，满足近似条件。按所用运算放大器取，各电阻和电容值为：，取 （6-6），取 （6-7），取 （6-8）按照上述参数，电流环可以达到动态跟随性能指标7转速环设计7.1调节器参数计算电流环等效时间常数： （7-1）转速滤波时间常数：转速环小时间常数：按小时间常数近似处理，取 （7-2）电压反馈系数： （7-3）7.2调节器实现调节器实现采用含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型转速调节器，其原理图如图7.1所示。图中为转速给定电压，为转速负反馈电压，调节器的输出是电流调节器的给定电压。图7.1 PI型转速调节器按设计要求，选用PI调节器，其传递函数为： （7-4）按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为： （7-5）转速开环增益为： （7-6）于是，ASR的比例系数为： （7-7）校验近似条件转速环截止频率为: （7-8）电流环传递函数简化条件为： ，满足近似条件。转速环小时间常数近似处理条件为：，满足近似条件。计算调节器的电阻与电容按所用运算放大器取，则，取，取 ，取 （7-9）按退饱和超调量的计算方法计算调速系统空载启动到额定转速时的转速超调量：（7-10） 能满足设计要求8 系统原理框图图8.1逻辑无环流可逆直流调速系统原理框图课程设计总结在完成运动控制系统理论学习后，通过两周的时间完成本次的课程设计，使我认识到运动控制不仅仅是学书本知识就能学到其精髓，只有理论联系实际不断的在生活中实践才能明白运动控制的基本原理。同时，从本次课题中，我对逻辑无环流可逆直流调速系统电路有了更深刻的认识。随着信息技术和计算机技术的飞速发展，此电路在众多领域得到广泛应用。在设计过程中也遇到了一些问题，如果没有同学帮助和老师的指导，我是很难完成的，在此我要感谢所有给过我指导的老师和帮助我的同学，没有他们我也许还会在黑暗中摸索好长时间。但是这次设计还是有很多不足之处，所以还有待完善。这也使我明白了，事情是在不断的完善中，当你达到一定高度后，一定还可以做得更好。 参考文献1 阮毅，陈维均.运动控制系统M.北京:清华大学出版社,2006.09.2 莫正康.电力电子应用技术第三版M.机械工业出版社，2000.3 王兆安,刘进军.电力电子技术（第五版）M.北京:机械工业出版社,2007.7.4 张东力,陈丽兰,仲伟峰.直流拖动控制系统M.机械工业出版社，1999.第30页 共 27 页