电子工艺音频功率放大器方案论证.doc

音频功率放大器方案论证1、设计方案D 类音频功放具有高效、节能、小型化的优点，广泛应用于便 携式产品、家庭 AV 设备及汽车音响等多个领域。 本文设计的 D 类音 频功率放大器主要基于以下三个方面考虑： 保证高保真度、 提高效率 和减小体积。文章设计了一款工作于5V电源电压并采用PWM来实现 的D类音频功率放大器，整个系统包含了输入放大级、误差放大器、 比较器、内部振荡电路、驱动电路、全桥开关电路及基准电路。通过 引入反馈技术来减小系统的 THD 指数，采用双路反宽调制方案不仅 抑制了 D 类音频功率放大器的静态功耗，而且达到了去除 D 类音频 功率放大器输出端低通滤波器的目的，减小了系统的体积。1. D 类音频功放的系统设计本文所设计的 D 类音频功率放大器的整体系统实现框图如图 1 所示。该放大器结构是基于双边自然采样技术方案实现的， 在任一时 刻输出所包含的信息量都是单边采样方案的两倍， 通过双边自然采样 还可以把输出音频信号中大量的失真成分移除到人耳所能感应到的 音频带宽范围之外，达到去除 D 类音频功率放大器输出端低通滤波 器的目的。 系统由高效率功率放大、信号变换电路、过流保护及功率 测量4个主要模块组成。其中最核心的高效率功率放大器又由前置放 大、三角波产生电路、比较器电路、驱动电路、 H 桥互补对称放大 5 部分构成。 输入音频信号经过前置放大电路进行放大调理后， 分上下部与两路三角波信号进行比较，得到两路相互对应的PWM波；即对音频信号进行脉宽调制，而后经驱动电路增加其信号的驱动能力， 再 给入H桥模块，利用占空比的变化控制功率开关管的导通与截止， 实现功率放大，之后再对负载上的输出进行低通滤波滤出原音频信 号。在负载上将信号给入信号变化电路，将双端信号转化为单端信号， 经一截止频率为20 kHz的RC滤波器后接测试仪表测试。同时在此 处将单端信号真有效值检波，经AD采样后送入单片机内进行功率计 算及显示。系统还有过流保护功能，0.1 Q采样电阻与负载串联，采 出流过负载的电流值，经放大比较后，用继电器控制功率放大部分的 供电，从而实现保护作用。系统最大不失真输出功率大于等于1 W,可实现电压放大倍数120连续可调，因采用D类放大方案，可达到 较高的效率，输出噪声很小，功率显示误差很小。A生A三产 一比敷器产生P細电路PC汛AL采祥|£ - 液采Iff电国图1.1 D类音频功率放大器结构系统采用单电源供电，脉冲信号"outl"和"out2"的高低电平分 别为VDD和GND输入放大级由运算放大器 OTA的闭环结构实现，误 差放大器则由运算放大器 OTA与电容Cs构成。系统工作时，音频输 入信号Vin首先经过输入放大级后输出两路差分信号，再与反馈信 号求和送到误差放大器中产生误差信号VE1 VE2,对三角波载波信号VT进行调制，输出两路脉冲信号"outl"和"out2"以驱动扬声器发声。 系统包含两个反馈环路，第一个由R1、Rf1和OTA组成，用来设置输入放大级和整个 D类音频功率放大器的增益，第二个由R2、Rf2和后端音频信号处理电路组成，用来减小系统的THD指数。在图1中，对电容Cs充放电的电流11、I2由Voutl、Vout2、 Vin、R1、Rf1、R2和Rf2共同决定，其中电阻和电容必须具有良好 的线性度和匹配性，以获得良好的闭环性能。开环D类音频功率放大器的模型如图2所示Hl图2开环D类音频功率放大器模型此时系统输出为:(2)具有反馈环路的D类音频功率放大器的模型如图3所示式（2）中的Vin为放大器的输入信号，Vn为引入的谐波失真，Hf 为传递函数。图3闭环D类音频功率放大器模型此时系统的输出为:- l+l!thG其中Hfb为闭环模型的传递函数，G为反馈增益。为了得到相等的放大倍数，设计传递函数为：Hr 11( H11)则式（3）变为:闭坏系统的总谐波失真为:TIID2比较式（2）和式（6）可以看出，具有反馈环路闭环系统 THD为 开环系统THD的1/（1+HfbG）,即通过反馈结构减小了系统的 THD。 2单元电路设计实现系统单元电路主要包括：输入放大级、误差放大器、比较器、驱 动电路、全桥开关电路、内部振荡电路，短路保护电路和基准电路以 及功率测量及显示电路。2.1输入放大级D类音频功率放大器的输入放大级是基于运算放大器（OTA）的闭环结构来实现的，其结构如图4所示，用来根据需要对输入的音 频信号作电平调整和信号放大处理，使输入信号在幅度方面能满足后 级电路的要求，输入放大级的增益可以通过设置 Rf1和R1的阻值来 决定。前置放大电路采用高效率、轨对轨、低噪声运放芯片OPA350 构成同相宽带放大电路。信号输入端串联电容达到隔直耦合作用。同时因单电源供电，在运放同向端给 2.5V偏置。设置反馈电阻为电位 器，可动态改变放大器的增益120倍增益连续可调。Rf 1Rfl图4输入放大级电路结构2.2比较器双路比较器电路采用低功耗、可单电源工作的双路比较器芯片LM393 构成。此处为提高系统效率，减少后级 H 桥中 CMOS 管不 必要的开合，用两路偏置不同的三角波分别与音频信号的上半部和下 半部进行比较， 产生两路相互对应的 PWM 波信号给后级驱动电路进 行处理。此处值得注意的是将上半部比较处理为音频信号接比较器的 负向端、三角波信号接正向端；下半部比较则相反，这样形成相互对 应，在音频信号的半部形成相应 PWM 波时，另半部为低电平，可保 征后级 H 桥中的 CMOS 管没有不必要的开合， 以减少系统功率损耗。 利用电位器将上半部比较三角波偏置调至 3 V, 下半部比较三角波偏 置调至2 V.还需注意，三角波信号应比需比较范围内的音频信号幅度 稍大一些，且偏置调节要较准确，以防音频信号某些点比较不到，后 续滤波还原原信号时产生失真。 本文所采用的比较器电路如图 5 所 示，比较器电路由三级构成， 即输入预放大级、 判断级（或正反馈级） 和输出数字整形缓冲级。预放大级采用有源负载的差分放大器来实 现，其放大倍数不用很大， 用来进行输入信号的放大，以提高比较器 的敏感度，并把比较器的输入信号与来自正反馈级的开关噪声隔离 开；判断级用来将预放大级的信号进一步放大， 为比较器的核心部分， 电路中通过把 m8 与 m9 的栅极交叉互连实现正反馈， 以具备能够分 辨非常小的信号的能力， 并提高此级电路的增益； 输出缓冲级是一个 自偏置的差分放大器， 它的输入是一对差分信号， 用来把判断级的输 出信号转化成逻辑电平（0V或5V），即输出高电平VOH二VDD,输出 低电平 VOL=GND 。I图5比较器电路图2.3内部振荡电路本文采用的三角波产生电路结构如图 6所示，其中m5、m6和 m7、m8构成了两组恒流源，m9m13和Q1构成了输出级。在电路 中，采用将输出信号VT分别反馈到比较器compl和comp2与参考电平 VREF1 和 VREF2I|L0IatlO'图6三角波产生电路2.4全桥开关电路输出级采用N、P型功率开关对管组成的全桥开关电路实现，其 结构及负载电流流向如图7所示。图7全桥电路结构及负载电流示意图全桥开关电路工作在开关模式，随着输入信号的改变，m1m4的状态随之转换，始终只有对角一对功率开关管导通，另一对截止。2.5驱动电路驱动电路结构如图8所示，该电路能有效调节死区时间（N型、 P型功率开关管同时关断），防止单臂"shoot- through"现象，并有保 护关断功能。输入信号为比较器输出的 PWM脉冲信号，PWM1用 来驱动N型功率开关管，PWM2用来驱动P型功率开关管。为了避 免全桥开关电路中的单臂"shoot- through'现象，当PWM信号从低电 平变为高电平时，PWM2应首先变为高电平， 关断PMOS功率开关管，随后PWM1再变为高电平，开启NMOS功率开关管，如图9 所示；反之，当PWM信号从高变为低时，PWM1先变为低电平， 关断NMOS开关功率管，随后 PWM2再变为低电平，开启 PMOS 开关功率管。实际电路中，可以根据需要通过控制延迟单元的控制位 Tc来调整死区时间的长短。为减小失真，必须减小死区时间，该驱 动电路采用了逐级增加驱动能力的方式来驱动功率管， 从而减小了必 要的死区时间，保证了低失真度。图8驱动电路结构-/pni一 TW2Ar也& 1Sn. AL twV <A 9,1 iL.fl i199. 0吻* 5 100. 0 tOO. B 101.0 )01, 5 102. 0 iO2+ 511 kh> ( ns J图9死区时间EN是控制模块的使能信号，正常工作为高电平；当出现过流、过温等情况时，则变为低电平，关断全桥功率开关电路。2.6短路保护电路短路保护电路如图10 将一0.1 Q小电阻接入系统中，与8 Q负 载电阻串联，通过对采样电阻两端取样电压进行放大， 而后再与设定 的基准电压进行比较从而控制功效部分的供断电，起到保护作用。放大部分采用芯片NE5532构成减法放大器，放大的同时可将电阻两 端的双端信号变为单端信号，放大器放大倍数为：(3)经过放大后的信号经过由 D1、C1、R5组成的峰值检波部分， 检出信号幅度值送至比较器与设定的基准电压进行比较。比较器选用低功耗、响应速度较快的双路比较芯片 LM393.比较器负端用稳压管 D6及C3、R7设置为5.1V ,比较器接成迟滞比较方式，一旦过流，即可自锁。此时比较器输出的高电平使三极管 T1导通，继电器的地控 制端与地联通，继电器吸合，切断功放部分的供电，达到保护目的。 因比较器自锁，所以在解决过流问题后，关断保护模块的电源，才能 重新进入保护状态。D2、D3、R6、C2组成开机延时电路，在断电 后，C2通过D2快速放电，防止开始瞬间 C2上的残余电压对3号脚 影响，防止比较器在非正常状态下进入自锁状态， 使保护模块不能发 挥正常作用THRi1”10.6kf) 甩L "o. i u &560ktJ-12&*12NE553_ *10, 6kl)1)2_/壬1N4C2'25可W用414止(而Qk0. W p FU81N4148+1210k fl2k Q1N4RelavJ-输出1凤%T12N90135. IVl |0.110, 1 p F图10短路保护电路2.7基准电路本文所设计的带隙电压基准源结构如图11所示，主要由核心电路与启动电路两部分组成图11基准电路核心电路中M1M12 起构成共源共栅电流镜来提供直流偏置，运 放op1采用两级共源共栅放大。另外，在图10电路中引入了负反馈， 保证了该偏置电路电流镜的准确性，同时与电源无关，具有很高的电源抑制比。电路上电时偏置电路可能会出现零电流的情况，需要启动电路保证电路能够正常工作。电路不工作时，EN、Vs1为0,Vs2、Vs3为1,M15、M17不通，运放输出为高，M3M6也不通，整个电路不消 耗电流。当EN由0变成1时，由于C1的作用，Vs1保持为0,Vs2 为1,Vs3变为0,此时M15、M17导通，inp、inn分别被拉到0、1,运 放输出变为0,M3M6导通，M13、M14支路开始有电流，并对 C1 充电，直到Vs1高过I2阈值电压时，Vs2变为0,Vs3则变为1,M15、 M17关断。最终电路偏离零电流状态，开始正常工作，且Vs1充至电源电压，整个启动电路不再消耗电流。2.8功率测量及显示电路功率测量电路如图12所示 采用真有效值检波芯片 AD637检出 信号真有效值，再经12位串行接口、20kHz采样率AD芯片ADS1286 采样后邀至FPGA内由程序进行处理，计算出功率并显示。Bt丸jutoCrjei圈肚YIN也-VsRMSoutCAVWf>-12V；DCLt V+J汀卜 VRBFOUTinl| I 4 :GND CS/SP<-H" CJ >ADsi286AD637图12功率测量及显示电路输入缀用OPA604构成一射极跟随器已达到隔离前后级的作用。改变平均电容的值可设定平均时间常数， 并决定低频准确度、输出波纹 的大小和稳定时间。交流波纹分量可以用增大此电容的值来减少，但这样会使建立时间增大，所以选择用后接一个二阶有源低通滤波器的 方法来减少输出的纹波。得出真有效值后直接给入 ADS1286进行模数转换，再由FPGA处理，计算出系统的输出功率并进行显示2.9系统整体框图和全局电路图系统的整体框图如图13所示：系统的全局电路图如图14所示:弓->H-t-1*-><H 玄Hir-AI：A 打±图13系统整体框图图14系统全局电路图2.10元器件列表元器件名称个数运算放大器“（OTA）一个运放芯片OPA350一个LM393一个NE5532一个AD637一个ADS1286一个FPGA一个OPA604一个电阻若干电容若干三极管若干二极管若干开关若干导线若干3结论本文研究了基于PWM调制技术D类音频功率放大器的工作原理，通过引入反馈技术减小了 D类音频功率放大器的THD通过逐级 增加驱动能力的方式减小了必要的死区时间，保证了更低的失真度； 采用双路反宽调制方案，一方面抑制了系统的静态功耗，另一方面去 除了输出级的LC低通滤波器，达到了减小系统成本和体积的目的。系统实现了对音频信号的放大处理，完成了高效率功率放大、信号变 换、功率测量及显示、过流保护等功能。系统性能良好，在功率及效 率方面的指标较高。放大电路、信号变换、功率测量及短路保护等部分都收到了较好的效果。尤其在功率方面可达到 1.16 W, 效率可达到64%,噪声很低，功率测量显示误差较小。操作简单，人机交互灵活。