8第八章PWM直流脉宽调速系统.ppt
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1、第8章 PWM直流脉宽调速系统,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理 8.2 脉宽调速系统的控制电路 8.3 PWM直流调速装置的系统分析 8.4 由PWM集成芯片组成的直流脉宽调速系统实例,811不可逆、无制动力PWM变换器 不可逆PWM变换器就是直流斩波器,其原理如图82所示。它采用了全控式的电力晶体管,开关频率可达数十千赫。直流电压US由不可控整流电源提供,采用大电容滤波,二极管VD在晶体管VT关断时为电枢回路提供释放电感储能的续流回路。 大功率晶体管VT的基极由脉宽可调的脉冲电压ub驱动,当ub为正时,VT饱和导通,电源电压Us 通过VT的集电极回路加到电动机电枢两端;当ub为负时,VT
2、截止,电动机电枢两端无外加电压,电枢的磁场能量经二极管VD释放(续流)。电动机电枢两端得到的电压UAB为脉冲波,,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,其平均电压为 式中, ton /T为一个周期T中,大功率晶体管导通时间的比率,称为负载电压系数或占空比, 的变化范围在01之间。一般情况下周期T固定不变,当调节ton ,使ton 在0T范围内变化时,则电动机电枢端电压Ud在0 Us 之间变化,而且始终为正,因此,电动机只能单方向旋转,为不可逆调速系统。这种调节方法也称为定频调宽法。 图83所示为稳态时电动机电枢的脉冲端电压ud、电枢电压平均值Ud、电动机反电势E和电枢电流id的波形
3、。,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,上一页,由于晶体管开关频率较高,利用二极管VD的续流作用,电枢电流Id是连续的,而且脉动幅值不是很大,对转速和反电势的影响都很小,为突出主要问题,可忽略不计,即认为转速和反电势为恒值。 812不可逆、有制动力PWM变换器 图82所示的简单不可逆电路中,电流id不能反向,因此不能产生制动作用,只能作单象限运行。需要制动时,必须具有反向电流一id的通路。因此应该设置控制反向通路的第二个功率晶体管,如图84(a)所示。这种电路组成的PWM传动系统可在一、二两个象限运行。,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,上一页,此时,功率晶体管
4、VT1、和VT2的驱动电压大小相等、方向相反,即UG1 UG2 。当电机在电动状态下运行时,平均电压应为正值,一个周期内分两段变化。 在0 t TON 期间(TON为VT1导通时间),UG1 为正,VT1饱和导通;UG2为负,VT2截止。此时,电源电压US加到电枢两端,电流id沿图中的回路1流通。 在TON t T期间,UG1、UG2 都变极性,VT1截止,但由于电流i d沿回路2经二极管VD2 续流。在VD2 两端产生的压降(其极性如图84(a)所示)给VT2施加反压,VT2并不导通。因此,实际上是VT1、VD2交替导通,VT2而始终不通,,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,
5、上一页,其电压和电流波形如图84(b)所示,波形和图83的情况一样。 如果在电动运行中要降低转速,则应该先减小控制电压,使UG1的正脉冲变窄,负脉变宽,从而使平均电枢电压Ud降低。但由于惯性的作用,转速和反电动势还来不及立即变化,造成反电动势E Ud的局面。这时VT2就在电机制动中发挥作用。 现在分析处于制动状态的工作情况。在TONtT期间,UG2变正,VT2导通,产生的反向电流id沿回路3通过VT2流通,产生能耗制动,直到tT为止。在TtTTON(也就是0tTON)期间,VT2截止,id沿回路4通过VD1续流,对电源回馈制动,,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,上一页,同时在
6、VD1上的压降使VT1不能导通。在制动过程中VT2和VD1轮流导通,而VT1始终截止,电压和电流波形如图84(c)所示。反向电流的制动作用使电机转速下降,直到新的稳态。 最后应该指出,当直流电源采用半导体整流装置时,在回馈制动阶段电能不可能通过它回送电网,只能向滤波电容C充电,从而造成瞬间的电压升高,称“泵升电压”。如果回馈能量大,泵升电压太高,将危及功率开关器件和整流二极管,必须采取措施加以限制。,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,上一页,813可逆PWM变换器 为了克服不可逆变换器的缺点,提高调速范围,使电动机在四个象限中运行,可采用可逆PWM变换器。可逆PWM变换器在控制
7、方式上可分双极式、单极式和受限单极式三种。 1.双极式PWM变换器 双极式PWM变换器主电路的结构形式有H型和T型两种,我们主要讨论常用H型变换器。如图85所示,双极式H型PWM变换器由四个晶体管和四个二极管组成,其连接形状如同字母H,因此称为“H型”PWM变换器。它实际上是两组不可逆PWM变换器电路的组合。,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,上一页,“H型”可逆输出的PWM脉宽调制电路,根据输出电压波形的极性可分为双极式和单极式两种方式,它们的电路连接形式是一样的,如图85所示,区别只是四个晶体管基极驱动信号的极性不同。 在图85所示的电路中,四个晶体管的基极驱动电压分为两组
8、,VT1 和VT4 同时导通和关断,其驱动电压ub1 ub4;VT2 和VT3同时导通和关断,其驱动电压ub2 ub3ub1,它们的波形如图86所示。 在一个周期内,当0tton 时,ub1和ub4 为正,晶体管VT1 和VT4饱和导通;而ub2和ub3为负,VT2和VT3截止。这时,电动机电枢AB两端电压uAB=+US,,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,上一页,电枢电流id从电源US的正极VT1电动机电枢 VT4到电源US的负极。 当ton tT时,ub1和ub4变负,VT1和VT4截止;ub2和ub3变正,但VT2和VT3并不能立即导通,因为在电动机电枢电感向电源US 释
9、放能量的作用下,电流id沿回路2经VD2和VD3形成续流,在VD2和VD3上的压降使VT2 和VT3 的集电极发射极间承受反压,当id过零后,VT2和VT3导通,id反向增加,到tT时id达到反向最大值,这期间电枢AB两端电压uABUS。 由于电枢两端电压uAB 的正负变化,使得电枢电流波形根据负载大小分为两种情况。,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,上一页,当负载电流较大时,电流id的波形如 图8一6中的id1,由于平均负载电流大,在续流阶段( tontT) 电流仍维持正方向,电动机工作在正向电动状态;当负载电流较小时,电流id的波形如图8一6中的id2,由于平均负载电流小,
10、在续流阶段,电流很快衰减到零,于是VT2和VT3的C一E极间反向电压消失,VT2 和VT3导通,电枢电流反向,id从电源US正极VT2电动机电枢 VT3电源US 负极,电动机处在制动状态。同理,在0tT期间,电流也有一次倒向。 由于在一个周期内,电枢两端电压正负相间,即在0tton期间为US ,在tontT期间为US所以称为双极性PWM变换器。利用双极性PWM变换器,我们只要控制其正负脉冲电压的宽窄,,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,上一页,就能实现电动机的正转和反转。当正脉冲较宽时(tonT/2),则电枢两端平均电压为正,电动机正转;当正脉冲较窄时(tonT/2) ,电枢两
11、端平均电压为负,电动机反转;如果正负脉冲电压宽度相等(tonT/2) ,平均电压为零,则电动机停止。此时电动机的停止与四个晶体管都不导通时的停止是有区别的,四个晶体管都不导通时的停止是真正的停止。平均电压为零时的电动机停止,电动机虽然不动,但电动机电枢两端瞬时电压值和瞬时电流值都不为零,而是交变的,电流平均值为零,不产生平均力矩,但电动机带有高频微振,因此能克服静摩擦阻力,消除正反向的静摩擦死区。,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,上一页,双极式可逆PWM变换器电枢平均端电压可用公式表示为 以 =Ud/US来定义PWM电压的占空比,则与ton的关系为 调速时, 的变化范围变成
12、1 1 。当 为正值时,电动机正转;当 为负值时,电动机反转;当 0 时,电动机停止。 双极式PWM变换器的优点是:电流连续,可使电动机在四个象限中运行,电动机停止时,有微振电流,能消除静摩擦死区,低速时每个晶体管的驱动脉冲仍较宽,,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,上一页,有利于晶体管的可靠导通,平稳性好,调速范围大。 双极式PWM变换器的缺点是:在工作过程中,四个大功率晶体管都处于开关状态,开关损耗大,且容易发生上下两管同时导通的事故,降低了系统的可靠性。 为了防止双极式PWM变换器的上、下两管同时导通,可在一管关断和另一管导通的驱动脉冲之间,设置逻辑延时环节。 2单极式P
13、WM变换器 单极式PWM变换器的电路和双极式PWM变换器的电路一样,只是驱动脉冲信号不一样。在单极式PWM变换器中,四个晶体管基极的驱动电压是:左边两管VT1 和VT2 的驱动脉冲ub1ub2,,8.1 直流脉宽调制电路的工作原理,下一页,返回,上一页,具有与双极式一样的正负交替的脉冲波形;使VT1和VT2交替导通。右边两管VT3 和VT4的驱动脉冲与双极性时不同,改成因电动机的转向不同而施加不同的直流控制信号。 如果电动机正转,就使ub3恒为负,ub4恒为正,使VT3 截止,VT4饱和导通,VT1和VT2仍工作在交替开关状态。这样,在0tton期间,电动机电枢两端电压uAB =US,而在to
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